專利名稱：約束包絡(luò)發(fā)射機(jī)及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及電子通信領(lǐng)域。更具體地，本發(fā)明涉及約束包絡(luò)數(shù)字發(fā)射機(jī)電路領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
無線數(shù)字通信系統(tǒng)理想地應(yīng)當(dāng)限制使用超過通信實(shí)際需求的頻譜的任何部分。頻譜的如此最大有效的使用允許每個給定頻譜的最大數(shù)量的通信信道。然而，在現(xiàn)實(shí)世界中，由于不完善的信號放大而使一些頻譜再增長(即，頻譜帶寬的增加)是不可避免的。
在無線通信系統(tǒng)中，已使用各種方法來使頻譜的再增長為最小。一些常規(guī)的方法利用復(fù)合數(shù)字信號處理算法來以有利于使頻譜再增長最小的某一方式來改變數(shù)字調(diào)制的傳輸信號。這樣的復(fù)合算法非常適于低通過量的應(yīng)用，即，小于0.5Mbps(每秒兆比特)的應(yīng)用，諸如聲碼器或其他音頻數(shù)據(jù)的傳輸。這是因?yàn)榈屯ㄟ^率允許碼元之間的足以使處理器執(zhí)行大量與時常重復(fù)的計(jì)算來進(jìn)行所要求的信號修改的時間。不幸地，諸如高速視頻數(shù)據(jù)傳輸?shù)母咄ㄟ^量應(yīng)用(即，大于0.5Mbps的應(yīng)用)不能使用復(fù)合處理算法，這是因?yàn)樘幚磔^高的數(shù)據(jù)速率所要求的處理功率是不實(shí)際的。
數(shù)字信號處理方法可以與突發(fā)(burst)信號的傳輸一起使用。利用突發(fā)傳輸，突發(fā)之間的空隙時間(interstitial time)可以用于根據(jù)整個突發(fā)進(jìn)行必要的復(fù)合計(jì)算。在使用連續(xù)(與突發(fā)相反)傳輸時，該方法是不實(shí)際的。
使頻譜帶寬最小的后調(diào)制脈沖整形的常規(guī)形式利用Nyquist(奈奎斯特)濾波的某一方式，諸如Nyquist、根Nyquist、升余弦滾降等。Nyquist類型濾波器因?yàn)樘峁┙咏硐氲念l譜約束波形和可互聯(lián)的碼元間干擾因而是所需要的。這通過以來自任何給定相位點(diǎn)實(shí)際的能量在合適的間隔抽樣時刻上不干擾前面與后面數(shù)據(jù)的能量的方式在許多單元間隔上擴(kuò)展單個星座圖相位點(diǎn)的數(shù)據(jù)來實(shí)現(xiàn)。
傳輸電路中Nyquist類型濾波的使用產(chǎn)生包含具有頻譜約束波形的脈沖波形的濾波信號流。Nyquist類型脈沖波形的帶寬約束的程度是額外帶寬因子(excess bandwidth factor)α的函數(shù)。α的值越小，脈沖波形的頻譜再增長約束越大。因此希望具有盡可能小的α值。然而，在α值降低時，頻譜約束波形幅度與頻譜無約束波形幅度之比增加。頻譜無約束波形是不采取措施來減少頻譜再增長時得到的波形。典型的設(shè)計(jì)使用0.10-0.5的α值。對于0.2的示例性α值，頻譜約束波形的幅度約為無約束波形的1.8倍。這意味著對于1.0的標(biāo)準(zhǔn)化頻譜無約束波形幅度功率，發(fā)射機(jī)輸出放大器必須實(shí)際上能提供3.24(1.82)的輸出功率來精確地發(fā)送頻譜約束波形，這提出幾個問題。
對發(fā)射機(jī)輸出放大器加偏置以使最大頻譜無約束波形(1.0標(biāo)準(zhǔn)化)在或靠近放大器的線性區(qū)域的頂部時，所有的“過功率”將在放大器飽和時被限幅、這樣的限幅引起頻譜再增長的明顯增加，排除了Nyquist類型濾波的使用。
對發(fā)射機(jī)輸出放大器加偏置以使頻譜約束波形在或靠近放大器的線性區(qū)域的頂部，要求輸出放大器具有比起對于頻譜無約束波形的傳輸所要求的功率高得多的功率。這樣的較高功率放大器固有地比低功率放大器昂貴。
在碼分多址(CDMA)通信系統(tǒng)中，以及具體在CDMA通信系統(tǒng)的主站或基站中在引用發(fā)射功率放大器方面出現(xiàn)類似的難題。在CDMA主站或基站，通過把許多代碼信道按逐個碼片的原則相加在一起，許多代碼信道常常被組合成符號CDMA信號。更經(jīng)常地，某些信道抵消其他信道，以及得到的復(fù)合信號出現(xiàn)中等幅度。因此，復(fù)合信號的平均功率電平可能是相對較低的。然而，在不常見的場合下，出現(xiàn)復(fù)合信號中沒有信道或僅僅幾個信道抵消的碼片間隔。當(dāng)這種情形出現(xiàn)時，得到的復(fù)合信號呈現(xiàn)較大的峰值。為了忠實(shí)地再現(xiàn)復(fù)合信號，功率放大器應(yīng)當(dāng)能夠再現(xiàn)不常見的較大的峰值，而不削波或失真。削波或失真將導(dǎo)致不想要的頻譜再生以及通過造成代碼信道之間的正交性的損失而減小容量。
在許多傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)中，峰值-平均功率放大器約束是這樣嚴(yán)重，以致于為了改進(jìn)峰值-平均功率比值和允許使用不太昂貴的、更有效地使用的功率放大器，使用非理想的脈沖成形濾波器，雖然非理想濾波器改進(jìn)峰值-平均功率約束，但它們使得碼片間干擾更壞。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個優(yōu)點(diǎn)在于提供了改進(jìn)的約束包絡(luò)發(fā)射機(jī)及其方法。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點(diǎn)在于提供約束包絡(luò)生成器，生成一個信號，它在與呈現(xiàn)預(yù)定的帶寬的調(diào)制信號相組合時，減小峰值-平均功率比值，而不增加預(yù)定的帶寬。
本發(fā)明的一個優(yōu)點(diǎn)在于呈現(xiàn)想要的帶寬、但具有不希望的大的峰值-平均功率比值的調(diào)制的信號，被調(diào)節(jié)成減小峰值-平均功率比值，而不增加預(yù)定的帶寬。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點(diǎn)在于，在一個實(shí)施例中，CDMA調(diào)制器提供作為許多代碼信道的復(fù)合和呈現(xiàn)不希望的高的峰值-平均功率比值的調(diào)制信號，復(fù)合調(diào)制信號被調(diào)節(jié)成使得調(diào)節(jié)的信號可以由相對較便宜的功率放大器被忠實(shí)地放大，否則不能忠實(shí)地再現(xiàn)不希望的高的峰值-平均功率比值。
本發(fā)明的以上的和其他的優(yōu)點(diǎn)由約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路以一種形式被實(shí)行。發(fā)射機(jī)電路包括調(diào)制信號生成器，用于生成傳送要被通信的數(shù)據(jù)的第一調(diào)制信號，具有第一帶寬和具有第一峰值-平均幅度比值。發(fā)射機(jī)電路也包括約束包絡(luò)生成器，用于響應(yīng)于所述第一調(diào)制信號生成約束的帶寬誤差信號。組合電路把約束的帶寬誤差信號與第一調(diào)制信號相組合，生成第二調(diào)制信號。第二調(diào)制信號傳送要被通信的數(shù)據(jù)，以及基本上呈現(xiàn)第一帶寬和第二峰值-平均幅度比值。第二峰值-平均幅度比值小于第一峰值-平均幅度比值?；旧暇€性的放大器放大第二調(diào)制信號。
具體地，本發(fā)明提供一種約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，包括用于從相位點(diǎn)信號流中生成濾波信號流的裝置，所述濾波信號流具有在多個單元波特間隔上擴(kuò)展的每個相位點(diǎn)的能量并具有第一帶寬；約束包絡(luò)生成器，用于響應(yīng)于所述濾波信號流而生成約束帶寬誤差信號，所述約束帶寬誤差信號呈現(xiàn)等于或小于所述第一帶寬的帶寬；延遲單元，耦合到所述濾波信號流生成裝置，用于產(chǎn)生延遲版本的所述濾波信號流；組合電路，用于把所述延遲版本的所述濾波信號流與所述約束帶寬誤差信號流相組合，以產(chǎn)生約束包絡(luò)信號流；和線性放大器，用于放大所述約束包絡(luò)信號流。
本發(fā)明還提供一種用于發(fā)送約束包絡(luò)通信信號的方法，所述方法包括a)濾波相位點(diǎn)信號流，以產(chǎn)生濾波信號流，所述濾波信號流具有在多個單元波特間隔上擴(kuò)展的每個相位點(diǎn)的能量并具有第一帶寬；b)從所述濾波信號流中生成約束帶寬誤差信號流，所述約束帶寬誤差信號流呈現(xiàn)等于或小于所述第一帶寬的帶寬；c)產(chǎn)生延遲版本的所述濾波信號流；d)把所述延遲版本的所述濾波信號流與所述約束帶寬誤差信號流相組合，以產(chǎn)生約束包絡(luò)信號流；e)放大所述約束包絡(luò)信號流，以產(chǎn)生所述約束包絡(luò)通信信號；和f)發(fā)送所述約束包絡(luò)通信信號。


通過結(jié)合附圖參閱具體的描述與權(quán)利要求可以更全面理解本發(fā)明，其中相同的標(biāo)號在整個附圖中指類似的項(xiàng)目，其中圖1描述根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的數(shù)字通信系統(tǒng)的簡化方框圖；圖2描述根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路的方框圖；圖3描述表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的12個示例性連續(xù)變換相位點(diǎn)上正交相位點(diǎn)信號流的軌跡的16-P-APSK星座圖；圖4描述根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的多個信號流；圖5描述表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的圖3的12個連續(xù)變換相位點(diǎn)上濾波信號流的示例性軌跡的圖3的相位點(diǎn)星座圖；圖6描述根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的一對Nyquist類型數(shù)據(jù)突發(fā)；圖7描述表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的圖3的星座圖的相位點(diǎn)的約束包絡(luò)相位點(diǎn)概率的噪聲影響星座圖；以及圖8描述根據(jù)本發(fā)明的一個最佳實(shí)施例配置的CDMA調(diào)制信號生成器的方框圖。
具體實(shí)施例方式
圖1描述數(shù)字通信系統(tǒng)20的簡化方框圖，而圖2描述根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路22的方框圖。圖2所示的發(fā)射機(jī)電路22的實(shí)施例在時分多址(TDMA)和/或頻分多址(FDMA)通信系統(tǒng)20中是特別有利的。下面的討論參見圖1與2。
如圖1所示的數(shù)字通信系統(tǒng)20包括一起構(gòu)造為調(diào)制與發(fā)送射頻(RF)廣播信號26給接收機(jī)天線28與接收機(jī)電路30的發(fā)射機(jī)電路22與發(fā)射機(jī)天線24，此接收機(jī)天線28與接收機(jī)電路30一起構(gòu)造為接收與解調(diào)RF廣播信號26。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到所述系統(tǒng)20的實(shí)施倒是僅僅用于討論目的的一個簡化示例。在正常使用時，系統(tǒng)20有可能是由許多組成部分與廣播信號構(gòu)成的復(fù)合系統(tǒng)。將認(rèn)識到這樣的復(fù)合通信系統(tǒng)用于系統(tǒng)20無論如何不背離本發(fā)明的精神或所附權(quán)利要求書的范疇。
發(fā)射機(jī)電路22具有提供二進(jìn)制輸入信號流34的二進(jìn)制數(shù)據(jù)源32。二進(jìn)制數(shù)據(jù)源32可以是產(chǎn)生輸入信號流34的任何電路、裝置或其組合。輸入信號流34由可以以任何所需方式進(jìn)行預(yù)先編碼的二進(jìn)制數(shù)據(jù)組成。即，輸入信號流34可以由未編碼、鏈接編碼、Reed-Solomon決編碼或使用的通信方案所希望或要求的任何其他形式編碼的數(shù)據(jù)組成。
在該最佳實(shí)施例中，輸入信號流34是傳送到卷積編碼器36的輸入端的連續(xù)數(shù)據(jù)流(與突發(fā)數(shù)據(jù)相反)。卷積編碼器36將輸入信號流34卷積編碼(例如，Viterbi編碼或turbo(渦輪)編碼)為編碼信號流38。發(fā)射機(jī)電路22中卷積編碼器36和接收機(jī)電路30中同樣的卷積解碼器(未示出)的使用以本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的方式顯著減少總的信號的誤碼率。然而，可以省略卷積編碼器36。
交錯器40臨時去相關(guān)編碼信號流38以產(chǎn)生交錯信號流42，即，組成二進(jìn)制信號流的碼元在發(fā)射機(jī)電路22中臨時進(jìn)行去相關(guān)(即，分離)并在接收機(jī)電路30中臨時進(jìn)行相關(guān)。這樣做，以使下面討論的利用下行發(fā)射機(jī)部分產(chǎn)生的相關(guān)誤差隨后在接收機(jī)電路30中進(jìn)行卷積解碼之前通過位于接收機(jī)電路30中的互補(bǔ)去交錯器進(jìn)行去相關(guān)。
在該最佳實(shí)施例中，交錯信號流42傳送到相位變換器(phasemapper)44的輸入端。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到例如在省略卷積編碼器36時，交錯器40不是發(fā)射機(jī)電路22的所有實(shí)施例中所希望的。在省略交錯器40時，將編碼信號流38直接傳送到相位變換器44的輸入端。當(dāng)省略卷積編碼器36與交錯器40時，二進(jìn)制輸入信號流直接傳送到相位變換器44的輸入端。
圖3描述16個相位點(diǎn)極化振幅和相移鍵控(16-P-APSK)星座圖46，表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的12個示例性順序相位點(diǎn)52上的正交相位點(diǎn)信號流50(圖2)的軌跡48。下面的討論參見圖2-3。
相位變換器44將出現(xiàn)在交錯信號流42、編碼信號流38或輸入信號流34中的碼元(即，二進(jìn)制數(shù)據(jù)單元)變換為相位點(diǎn)星座圖46中的相位點(diǎn)54。雖然星座圖46在圖3中描述為16-P-APSK星座圖，但本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到本發(fā)明的電路與方法可應(yīng)用于所有形式的星座圖。本發(fā)明在與具有不同幅度的相位點(diǎn)環(huán)的星座圖(即，振幅與相移鍵控(APSK)星座圖)一起使用時特別有益，這是因?yàn)橐笮盘柕恼穹{(diào)制的APSK星座圖希望使用線性放大器來再生那個振幅調(diào)制而是真實(shí)的。
星座圖46中的每個相位點(diǎn)54表示多個碼元，在此示例中為四個碼元。給定相位點(diǎn)54中的碼元的值以本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的方式確定那個相位點(diǎn)54在星座圖46中的位置。
每個正交相位點(diǎn)54可以認(rèn)為具有笛卡爾坐標(biāo)系統(tǒng)中表示為I，Q的矢量值，其中I為同相(橫坐標(biāo))值，而Q為此矢量的正交(縱坐標(biāo))值，或認(rèn)為具有在極坐標(biāo)系統(tǒng)中表示為M，φ的矢量值，其中M為幅度，而φ為此矢量的相角。在本討論中，將始終使用M，φ設(shè)計(jì)，這是因?yàn)槭噶糠仁怯懻撟疃嗟氖噶糠至俊?br> 在圖3的示例性16-P-APSK星座圖46中，每個相位點(diǎn)54駐留在外環(huán)56或內(nèi)環(huán)58上。駐留在外環(huán)56使得相位點(diǎn)54是外環(huán)或最大幅度相位點(diǎn)60。即，外環(huán)相位點(diǎn)60具有利用外環(huán)56的半徑表示的最大值(M的最大值)。為討論起見，外環(huán)相位點(diǎn)60的幅度標(biāo)準(zhǔn)化為1.00。
內(nèi)環(huán)相位點(diǎn)62(即，駐留于內(nèi)環(huán)58上的那些相位點(diǎn)54)具有利用內(nèi)環(huán)58的半徑表示的較小幅度。對于圖3所示的示例性16-P-APSK星座圖46。在外環(huán)相位點(diǎn)60的幅度標(biāo)準(zhǔn)化為1.00時，內(nèi)環(huán)相位點(diǎn)62的幅度可以希望為大約0.63。
圖4表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的多個信號流。下面的討論參見圖2-4。
相位變換器44的輸出是相位點(diǎn)信號流50。相位變換器44每個單元間隔64處理一個相位點(diǎn)54。即，相位點(diǎn)信號流50由一串連續(xù)相位點(diǎn)脈沖66組成，每個相位點(diǎn)脈沖66表示其前沿隔開一個單元間隔64的一個相位點(diǎn)54。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到相位點(diǎn)信號流50的其他實(shí)施例同樣是有效的，所使用的實(shí)施例取決于產(chǎn)生與串聯(lián)相位點(diǎn)信號流50的電路，以及這個或任何其他信號流的其他實(shí)施例的使用不違背本發(fā)明的精神也不脫離所附權(quán)利要求書的范疇。
圖3與4表示代表發(fā)射機(jī)電路22(圖2)處理的隨機(jī)數(shù)據(jù)流的一串12個示例性相位點(diǎn)52。這12個示例性相位點(diǎn)52臨時駐留在標(biāo)記為t0，t1，t2，t3，t4，t5，t6，t7，t8，t9，t10與t11的連續(xù)位置上。這些標(biāo)記表示單元間隔64上的順序整數(shù)時間，即整數(shù)波特時間，比表示相位點(diǎn)脈沖66的前沿時間。在此討論中，為簡化起見，在時間tN出現(xiàn)的任何事件應(yīng)稱為“事件tN”。例如，在時間t2出現(xiàn)的示例性相位點(diǎn)52應(yīng)稱為相位點(diǎn)t2，并且其前沿在時間t2出現(xiàn)的相關(guān)相位點(diǎn)脈沖66應(yīng)稱為相位點(diǎn)信號脈沖t2。換句話說，在時間t2，相位點(diǎn)t2計(jì)時并且相位點(diǎn)信號脈沖t2開始。在一個單元間隔64之后，在時間t3，相位點(diǎn)t3計(jì)時并且相位點(diǎn)脈沖t3開始。此處理利用圖3所示的12個示例性相位點(diǎn)t0-t11和圖4的相位點(diǎn)信號流50中所示的12個相位點(diǎn)信號脈沖t0-t11無限地繼續(xù)。
下面的表1表示相位點(diǎn)信號脈沖t0到t11的幅度。相位點(diǎn)t0是外環(huán)相位點(diǎn)60。相位點(diǎn)信號脈沖t0因此具有外環(huán)幅度68。以同樣的方式，相位點(diǎn)t1是內(nèi)環(huán)相位點(diǎn)62并且相位點(diǎn)信號脈沖t1具有內(nèi)環(huán)幅度70。

表1相位點(diǎn)脈沖幅度相位點(diǎn)信號流50通過星座圖46影響軌跡48。軌跡48又與單元間隔64上每個示例性相位點(diǎn)t0至t11的位置一致。在圖3中，軌跡48描述為影響相鄰示例性相位點(diǎn)52之間的最小距離(直線)路徑。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到如此描述軌跡48只為了簡明起見，而在實(shí)際應(yīng)用中，軌跡48以不連續(xù)方式在示例性相位點(diǎn)52之間瞬時跳躍或快動。
圖5描述表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的在12個示例性順序相位點(diǎn)52上的濾波信號流74(圖2)的軌跡72的擴(kuò)展相位點(diǎn)星座圖46’。下面的討論參見圖2-5。
在此最佳實(shí)施例中，相位點(diǎn)信號流50傳送到脈沖擴(kuò)展濾波器76的輸入端，此濾波器最好實(shí)現(xiàn)為Nyquist類型濾波器，諸如Nyquist、根Nyquist、升余弦滾降等濾波器。如圖5所示，脈沖擴(kuò)展濾波器76將相位點(diǎn)信號流50濾波為濾波信號流74。在也稱為多音頻調(diào)制(MTM)系統(tǒng)的正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中，脈沖擴(kuò)展濾波器76可以使用復(fù)用轉(zhuǎn)換器或等效電路來實(shí)現(xiàn)。卷積編碼器36、交錯器40、相位變換器44和脈沖擴(kuò)展濾波器76一起形成調(diào)制信號生成器77(或簡稱為調(diào)制器77)的一個實(shí)施例。濾波信號流74在下面被稱為調(diào)制信號，因?yàn)樗鼈魉驮谡{(diào)制器77的輸出端處即使以很多處理的(即，調(diào)制的)形式的二進(jìn)制輸入信號流34(圖2)中原先存在的要被通信的數(shù)據(jù)。
根據(jù)本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知的Shannon理論，脈沖擴(kuò)展濾波器76為接收的每個輸入相位點(diǎn)脈沖66至少產(chǎn)生兩個(在此最佳實(shí)施例中僅為兩個)輸出濾波信號脈沖78，即濾波信號流74的復(fù)合樣本。這被表示在圖4中，其中濾波信號流74每個單元間隔64擁有兩個濾波信號脈沖78。在此最佳實(shí)施例中，濾波信號脈沖78由交替的工作時間脈沖80(即，整數(shù)單元間隔64上的濾波信號流的樣本)和不工作時間(off-time)脈沖82(即，整數(shù)單元間隔64之間的濾波信號流74的樣本)構(gòu)成。實(shí)際上，濾波信號流74由兩個交錯數(shù)據(jù)流(即，工作時間信號流84和不工作時間信號流86)組成。
工作時間信號流84實(shí)質(zhì)上是相位點(diǎn)信號流50的一個版本，其中每個相位點(diǎn)脈沖66在從一個單元間隔64至半個單元間隔88的時間期間可能已減少而變成工作時間脈沖80，同時保持基本上相同的相對前沿時間。即，濾波信號脈沖t0實(shí)質(zhì)上具有與具有約一半時長的相位點(diǎn)脈沖t0相同的幅度和實(shí)質(zhì)上相同的前沿時間。當(dāng)然，本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到可以將信號流74與84從信號流50延遲一段由濾波器76施加的延遲時間。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到工作時間信號流84不同于相位點(diǎn)信號流50之處在于，不太理想的Nyquist類型濾波器76被使用于脈沖擴(kuò)展濾波器76。因此，如果純Nyquist濾波器被使用于脈沖擴(kuò)展濾波器76，則工作時間信號流84將不會很大地不同于相位點(diǎn)信號流50。然而，如果使用根Nyquist或升余弦滾降濾波器，則工作時間信號流84將呈現(xiàn)小的差別，以及如果使用其他類型的濾波器，則可以觀察到更明顯的差別。
通過脈沖擴(kuò)展濾波器76生成工作時間脈沖80與不工作時間脈沖82有效地通過工作時間相位點(diǎn)90(圓形)和不工作時間相位點(diǎn)92(矩形)定位于擴(kuò)展的星座圖46’(圖5)中。星座圖46(圖3)的原始相位點(diǎn)54(即，傳送將由發(fā)射機(jī)電路22傳遞的智能的相位點(diǎn))是擴(kuò)展星座圖46’的工作時間相位點(diǎn)90。
加到擴(kuò)展星座圖46’上的是工作時間相位點(diǎn)90，而每個不工作時間相位點(diǎn)92出現(xiàn)或反而傳送此智能來定義大約在連續(xù)工作時間相位點(diǎn)90之間的中間時間的信號。因此，示例性順序相位點(diǎn)52變成示例性濾波相位點(diǎn)94。示例性濾波相位點(diǎn)94由交替的示例性工作時間濾波相位點(diǎn)96與示例性不工作時間濾波相位點(diǎn)98組成，并且駐留在或反而傳送此智能以定義標(biāo)記為t0，t0.5，t1，t1.5，t2，t2.5，t3，t3.5，t4，t4.5，t5，t5.5，t6，t6.5，t7，t7.5，t8，t8.5，t9，t9.5，t10，t10.5和t11的時間連續(xù)位置上的信號。在圖5中，示例性工作時間濾波相位點(diǎn)96位于整數(shù)波特時間(t0，t1，t2，等)上，而示例性不工作時間濾波相位點(diǎn)98位于小數(shù)波特(非整數(shù)波特)時間(t0.5，t1.5，t2.5等)上。
不管脈沖擴(kuò)展濾波器76被實(shí)現(xiàn)的形式，脈沖擴(kuò)展濾波器76對頻譜含量作出貢獻(xiàn)。基本上，脈沖擴(kuò)展濾波器76在許多單元間隔64上在時間上擴(kuò)展來自每個相位點(diǎn)脈沖66的能量，這樣，來自每個相位點(diǎn)脈沖66的幾乎所有的能量，保持約束在想要的帶寬內(nèi)。得到的濾波的信號流74因此代表在每個單元間隔64上，其能量在幾個單元間隔64上在時間上被擴(kuò)展的、幾個相位點(diǎn)脈沖66的部分的和值。
約在連續(xù)工作時間相位點(diǎn)90之間的中間時間上的不工作時間相位點(diǎn)92的生成使濾波信號軌跡72得到具有大于外環(huán)幅度68的本地(local)峰值幅度99的偏移，這樣的偏移出現(xiàn)是因?yàn)樵谌魏谓o定時刻上軌跡72的中間位置不僅是那些相位點(diǎn)54靠近那個位置的結(jié)果也是多個相位點(diǎn)54在那個時刻之前與之后的結(jié)果，即，在此最佳實(shí)施例中，不僅t2與t3的位置而且也利用在t2.5相位點(diǎn)之前的許多相位點(diǎn)54(t2，t1.5，t1，t0.5等)的位置和在t2.5相位點(diǎn)之后的許多相位點(diǎn)54(t3，t3.5，t4，t4.5等)的位置來確定時間t2.5(即，與不工作時間相位點(diǎn)t2.5一致)上軌跡72的位置。
此現(xiàn)象被表示在圖6中，圖6表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的一對Nyquist類型數(shù)據(jù)突發(fā)100。下面的討論參見圖2、4、5與6。
在此最佳實(shí)施例中，脈沖擴(kuò)展濾波器76實(shí)現(xiàn)為Nyquist連續(xù)濾波器。因此，在利用脈沖擴(kuò)展濾波器76濾波單個相位點(diǎn)脈沖66時，將此單個脈沖66變換為在多個單元間隔64上擴(kuò)展為Nyquist類型數(shù)據(jù)突發(fā)100。數(shù)據(jù)突發(fā)100在特定的相位點(diǎn)脈沖66的主抽樣時間(即，在用于相位點(diǎn)脈沖t2的時間t2)上獲得數(shù)據(jù)突發(fā)峰值102比在峰值數(shù)據(jù)突發(fā)值102之前與之后的整數(shù)單元間隔64(即，在用于相位點(diǎn)脈沖t2的時間...，t-1，t0，t1與t3，t4，t5，...)上獲得接近零數(shù)據(jù)突發(fā)值104(即，等于零)是Nyquist類型濾波器的特性、以這種方式，在此定時時刻(時間t2)之前與之后的多個波特間隔(baud interval)64上擴(kuò)展每個脈沖78的能量。
圖6表示用于相位點(diǎn)脈沖t2與t3的Nyquist類型數(shù)據(jù)突發(fā)100，其中數(shù)據(jù)突發(fā)t2描述為實(shí)線，而數(shù)據(jù)突發(fā)t3描述為虛線。例如，在圖6中可以看出在數(shù)據(jù)t2上數(shù)據(jù)突發(fā)t2的值是峰值數(shù)據(jù)突發(fā)值102。在與時間t2隔開整數(shù)數(shù)量的單元間隔64的每個其他時間上，數(shù)據(jù)突發(fā)t2的值是零。對于數(shù)據(jù)突發(fā)t3出現(xiàn)類似的情況。
軌跡72的值在每個時刻上是那個時刻上所有的數(shù)據(jù)突發(fā)100的總和。在圖6的簡化的兩個數(shù)據(jù)突發(fā)示例中，利用虛線表示的軌跡72是數(shù)據(jù)突發(fā)t2與數(shù)據(jù)突發(fā)t3之和。由于數(shù)據(jù)突發(fā)t2與t3在除了時間t2與t3之外的每個整數(shù)時間tN上是零，所以軌跡72的值在時間t2與t3之外也是零，在時間t2與t3分別假定為數(shù)據(jù)突發(fā)t2與t3的峰值。
在整數(shù)波特時間之間的任何一個時刻上軌跡72的值是那個時刻上所有數(shù)據(jù)突發(fā)100的值之和。例如，在考慮兩個數(shù)據(jù)突發(fā)100的圖6中，軌跡72具有是時間t2，5是數(shù)據(jù)突發(fā)t2與t3的值之和的時間t2，5上的一個值。由于數(shù)據(jù)突發(fā)t2與t3在時間t2，5都具有有效的正值，所以軌跡72具有顯然大于數(shù)據(jù)突發(fā)t2或數(shù)據(jù)突發(fā)t3的最大值的一個值。
由于軌跡72描述所有數(shù)據(jù)突發(fā)100的和，所以軌跡72是描述這些數(shù)據(jù)突發(fā)100的曲線形狀(圖6)的函數(shù)。即，軌跡72是任何給定點(diǎn)上濾波信號復(fù)合數(shù)字值的濾波信號峰值幅度分量的函數(shù)。數(shù)據(jù)突發(fā)曲線的形狀是脈沖擴(kuò)展濾波器76的設(shè)計(jì)特性的額外帶寬因數(shù)α的函數(shù)。α的值越小，軌跡72可能超過相鄰數(shù)據(jù)突發(fā)100的峰值數(shù)據(jù)突發(fā)值102越多。脈沖擴(kuò)展濾波器76的典型設(shè)計(jì)使用0.1-0.5的α值。對于相同取值的相鄰相位點(diǎn)54和0.2的α值，最大偏移幅度105(即，軌跡72可能的本地峰值幅度99)大約是最大相位點(diǎn)幅度值的1.8倍。即，約束包絡(luò)的幅度大約是元約束包絡(luò)的1.8倍。
在圖3、4與6所示的最佳實(shí)施例中，工作時間相位點(diǎn)t2與t3均是具有1.00的標(biāo)準(zhǔn)化外環(huán)幅度68的外環(huán)相位點(diǎn)60。因此，不工作時間相位點(diǎn)t2，5可以具有1.8的標(biāo)準(zhǔn)化最大偏移幅度105。這表示忠實(shí)發(fā)送相位點(diǎn)t2，5而沒有過分失真并且沒有本發(fā)明的益處的發(fā)射機(jī)電路22將要求發(fā)送表示最高幅度智能傳送相位點(diǎn)54的相位點(diǎn)t2或t3所要求的功率的3.24(1.82)倍的輸出功率，這是最高的幅度智能載送相位點(diǎn)54的代表。換句話說，信號流74的峰值-平均功率比值特性是相當(dāng)高的，以及調(diào)制器77下游的部件，諸如功率放大器，沒有下面討論的進(jìn)一步處理的益處，將需要被配置成包容這個相對較高的峰值-平均功率比值特性。然而，每種配置將代表可提供的功率的低效率的使用。
下面的討論參見圖2、4與5。
不工作時間信號流86(即，濾波信號流74的一部分)從脈沖擴(kuò)展濾波器76的輸出端傳送到不工作時間約束包絡(luò)生成器106的輸入端。不工作時間約束包絡(luò)生成器106的任務(wù)是從不工作時間信號流86中生成不工作時間約束帶寬誤差信號流108。復(fù)合相加或組合電路110組合不工作時間約束帶寬誤差信號流108與濾波信號流74的延遲版本(下面討論)以產(chǎn)生一個約束包絡(luò)信號流112。約束包絡(luò)信號流112實(shí)際上是利用大于諸如外環(huán)幅度68的預(yù)定幅度的幅度補(bǔ)償軌跡72的偏移的調(diào)制信號。結(jié)果，約束包絡(luò)信號流112(下面也稱為修改的調(diào)制信號112)呈現(xiàn)由下游的部件更容易包容的、相對較低的峰值-平均功率比值特性。
正交門限生成器118生成正交門限信號120。在此最佳實(shí)施例中，門限信號120是具有近似等于外環(huán)幅度68的值的穩(wěn)態(tài)恒定信號。門限信號120用于建立不工作時間信號流86與之進(jìn)行比較的基準(zhǔn)。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到門限信號120可以假定與比較中采用的方法與電路一致的許多形式與值。其他形式和/或其他值的使用不脫離本發(fā)明的精神也不脫離所附權(quán)利要求書的范疇。
門限信號120與不工作時間信號流86在不工作時間復(fù)合求和，或在組合電路122中進(jìn)行組合，以產(chǎn)生不工作時間差信號流124。不工作時間差信號流124由其值是等效的不工作時間脈沖82的值與門限信號120的值之間的差的一系列不工作時間差脈沖126組成。由于任何給定的不工作時間脈沖82可能具有大于、等于或小于門限信號120的值的一個值，所以不工作時間差信號流124通常由具有正、零與負(fù)值的不工作時間差脈沖126的組合組成。
將不工作時間差信號流124傳送到不工作時間鑒別器128的輸入端以產(chǎn)生不工作時間誤差信號流130。在此最佳實(shí)施例中，不工作時間誤差信號流130是不工作時間差信號流124的偏差，其中具有正值的所有不工作時間差脈沖126作為不工作時間誤差脈沖132不變地進(jìn)行傳送，而所有其他的不工作時間差脈沖126作為零值脈沖(即，消除)進(jìn)行傳送。換句話說，不工作時間鑒別器128用作為脈沖生成器。不工作時間誤差信號流130從誤差脈沖132產(chǎn)生，該脈沖的定時與軌跡72超過門限信號120的偏移相符，并且該脈沖的幅度對應(yīng)于軌跡72超過門限信號120的程度。不工作時間誤差信號流130提供不工作時間誤差脈沖132的單元間隔64在下面被稱為峰值單元間隔133。
隨后將不工作時間誤差信號流130傳送到不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134的輸入端。不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134實(shí)質(zhì)上與第一脈沖擴(kuò)展濾波器76相同。即，在此最佳實(shí)施例中，脈沖擴(kuò)展濾波器76與134實(shí)現(xiàn)為具有基本上相同的傳遞特性的Nyquist類型濾波器。然而，在其他應(yīng)用中，諸如OFDM應(yīng)用，非相同的脈沖擴(kuò)展濾波器76和134可能是有利的。不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134產(chǎn)生不工作時間約束帶寬誤差信號流108并完成不工作時間約束包絡(luò)生成器106的動作。
像脈沖擴(kuò)展濾波器76那樣，脈沖擴(kuò)展濾波器134被配置成達(dá)到頻譜包含目標(biāo)。實(shí)質(zhì)上，脈沖擴(kuò)展濾波器134在許多單元間隔64上在時間上擴(kuò)展來自每個不工作時間誤差脈沖132的能量，這樣，來自每個不工作時間誤差脈沖132的幾乎所有的能量保持約束在想要的帶寬內(nèi)，通常與脈沖擴(kuò)展濾波器76被設(shè)計(jì)的、基本上相同的帶寬。最終得到的約束帶寬誤差信號流108因此代表在每個單元間隔64上，其能量在幾個單元間隔64上在時間上被擴(kuò)展的、幾個不工作時間誤差脈沖132的部分的和值。如果不工作時間約束帶寬誤差信號108是呈現(xiàn)比起調(diào)制信號74更窄的帶寬，則不會造成對頻譜包含的損害。然而，當(dāng)不工作時間約束帶寬誤差信號流108呈現(xiàn)比起調(diào)制信號74越加寬的帶寬時，造成對頻譜含量越多的損害。因此，不工作時間約束帶寬誤差信號流108希望地呈現(xiàn)基本上等于或小于由調(diào)制信號74所呈現(xiàn)的帶寬的帶寬。
在不工作時間約束包絡(luò)生成器106內(nèi)，不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134對于每個峰值單元間隔133從不工作時間鑒別器128接收一個不工作時間誤差脈沖132。不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134隨后將每個不工作時間誤差脈沖132變換為Nyquist類型突發(fā)差錯(errorburst)135，這些突發(fā)差錯具有與數(shù)據(jù)突發(fā)100基本上相同的形狀(圖6)。每個突發(fā)差錯135在多個單元間隔64上擴(kuò)展能量并在一個單元間隔64中呈現(xiàn)峰值。突發(fā)差錯135的峰值在時間上與峰值單元間隔133基本一致。由于不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134是Nyquist類型濾波器，所以每個突發(fā)差錯135在特定的不工作時間誤差脈沖132的主抽樣時間上(即，在用于誤差脈沖t2.5的時間t2.5上)獲得突發(fā)差錯峰值(未示出)并在此峰值突發(fā)差錯值之前與之后的整數(shù)單元間隔64(即，在用于誤差脈沖t2.5的時間...t-1.5，t0.5，t1.5，與t3.5，t4.5，t5.5，...)上獲得零突發(fā)差錯值(未示出)。以這種方式，每個不工作時間約束包絡(luò)誤差脈沖136的能量擴(kuò)展在計(jì)時時刻(時間t2.5)之前或之后的多個間隔64上。這導(dǎo)致不工作時間誤差信號流130變換為不工作時間約束帶寬誤差信號流108。不工作時間約束帶寬誤差信號流108由不工作時間約束包絡(luò)誤差脈沖136組成。此操作實(shí)質(zhì)上與上述的相位點(diǎn)信號流50變換為調(diào)制信號74中脈沖擴(kuò)展濾波器76的操作相同。
由于從不工作時間脈沖82中導(dǎo)出不工作時間約束包絡(luò)誤差脈沖136，所以突發(fā)差錯峰值與零值大約出現(xiàn)在整數(shù)波特時間之間的中間時間上，即，出現(xiàn)在波特時間t0.5，t1.5，t2.5等，因此出現(xiàn)在濾波信號流74的數(shù)據(jù)突發(fā)峰值與零值102與104之間。
不工作時間約束帶寬誤差信號流108的產(chǎn)生完成不工作時間約束包絡(luò)生成器106的操作。
調(diào)制信號74也傳送到延遲單元138的輸入端。延遲單元138產(chǎn)生延遲的信號流140，這是充分延遲以補(bǔ)償不工作時間約束包絡(luò)生成器106中和特別地不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134中遇到的傳播與其他延遲的有效濾波信號流74。換句話說，延遲信號流140是與不工作時間約束帶寬誤差信號流108同步的濾波信號流74。
組合電路110組合延遲信號流140形式的濾波信號流74與不工作時間約束帶寬信號流108，以減少濾波信號流74的峰值幅度分量。所得到的約束包絡(luò)信號流112由其值是相應(yīng)濾波信號脈沖78與不工作時間約束包絡(luò)誤差脈沖136的值之間的差的一系列數(shù)字脈沖142組成，結(jié)果是在此最佳實(shí)施例中其值未明顯超過擴(kuò)展星座圖46’的外環(huán)幅度68的一系列數(shù)字脈沖142。同時，在修改的調(diào)制信號112中保持調(diào)制信號74的帶寬。
在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，某些外環(huán)相位點(diǎn)60可以具有大于外環(huán)幅度68的幅度，即，可以位于外環(huán)56之外。這種情況可以作為脈沖擴(kuò)展濾波器76執(zhí)行本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的諸如根Nyquist濾波器的某些Nyquist類型功能的結(jié)果，在這樣的實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)電路22除了上述的不工作時間約束包絡(luò)生成器106之外還包含工作時間約束包絡(luò)生成器106’。
也是濾波信號流74的一部分的工作時間信號流84從脈沖擴(kuò)展濾波器76的輸出端傳送到工作時間約束包絡(luò)生成器106’的輸入端。工作時間約束包絡(luò)生成器106’的任務(wù)是從工作時間信號流84中產(chǎn)生工作時間約束帶寬誤差信號流108’。組合電路110將不工作時間與工作時間約束帶寬誤差信號流108與108’和延遲版本的濾波信號流74(下面討論)組合以產(chǎn)生約束包絡(luò)信號流112。
工作時間約束包絡(luò)生成器106’以類似于不工作時間約束包絡(luò)生成器106的操作方式操作。在工作時間復(fù)合求和/或組合電路122’中組合門限信號120與工作時間信號流84以產(chǎn)生工作時間差信號流124’。將工作時間差信號流124’傳送到工作時間鑒別器128’的輸入端以產(chǎn)生一個工作時間誤差信號流130’，隨后將工作時間誤差信號流130’傳送到工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134’的輸入端，這產(chǎn)生工作時間約束帶寬誤差信號流108’。與不工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134相同，工作時間脈沖擴(kuò)展濾波器134’實(shí)質(zhì)上與第一脈沖擴(kuò)展濾波器76相同。
由于從工作時間脈沖80中導(dǎo)出工作時間約束包絡(luò)誤差脈沖(未示出)，所以突發(fā)差錯峰值與零值出現(xiàn)在整數(shù)波特時間上，即，出現(xiàn)在波特時間t1，t2，t3等上，因此出現(xiàn)在濾波信號流74的一個數(shù)據(jù)突發(fā)峰值與零值102與104之間。
組合電路110組合延遲信號流140形式的濾波信號流74和工作時間約束帶寬誤差信號流108與108’，以減小濾波信號流74的峰值幅度分量，而不會很大地增加調(diào)制信號74的帶寬。
此方法的負(fù)面影響是整數(shù)單元間隔64上的軌跡72給星座圖46(圖3)中的相位點(diǎn)54的位置加上信號有關(guān)的波特限制的噪聲因數(shù)。這導(dǎo)致發(fā)射機(jī)電路22發(fā)送“噪聲影響”相位點(diǎn)星座圖46’。在圖7中，噪聲影響星座圖46’描述為表示根據(jù)本發(fā)明最佳實(shí)施例的相位點(diǎn)54的約束包絡(luò)相位點(diǎn)概率144。下面的討論參見圖2、3、5與7。
相位點(diǎn)概率144完全與相位點(diǎn)54駐留在星座圖46中一樣駐留在噪聲影響星座圖46”中，即，位于具有相同位置上的執(zhí)行的同一結(jié)構(gòu)中。給定相位點(diǎn)概率144內(nèi)給定發(fā)送相位點(diǎn)145的實(shí)際位置是多種可變情況的函數(shù)，并且雖然稍微相關(guān)，但除了在某些特殊化情況中之外不容易預(yù)測此實(shí)際位置。實(shí)際上，大于給定相位點(diǎn)54，所導(dǎo)致的發(fā)送相位點(diǎn)145可能位于相位點(diǎn)概率144內(nèi)的某一地方，即，位于具有與原始相位點(diǎn)54的位置一致的中心的不確定區(qū)域內(nèi)。發(fā)送相位點(diǎn)145位于那個不確定區(qū)域內(nèi)任何特定位置上的概率作為那個特定位置距原始相位點(diǎn)54的位置的距離的逆函數(shù)而變化。
對于任一給定相位點(diǎn)54，可以認(rèn)為發(fā)送相位點(diǎn)145最靠近噪聲影響星座圖46’內(nèi)其理想化位置。即，約束包絡(luò)信號流112的軌跡(未示出)在計(jì)時時刻通過最靠近示例性相位點(diǎn)t0，t1，t2等的最理想化位置。
相位變換器44產(chǎn)生的星座圖46的原始相位點(diǎn)54是擴(kuò)展星座圖46’的工作時間相位點(diǎn)90(圓形)。正是這些工作時間相位點(diǎn)90傳送最終發(fā)送的RF廣播信號26的信息，不工作時間相位點(diǎn)92(矩形)是限制頻譜再增長所要求的脈沖擴(kuò)展濾波器76的副產(chǎn)品并且實(shí)質(zhì)上不傳送智能。噪聲影響星座圖46”的相位點(diǎn)概率144表示從工作時間相位點(diǎn)90中導(dǎo)出的發(fā)送相位點(diǎn)145的可能位置的結(jié)果區(qū)域。相位點(diǎn)概率144的中心與擴(kuò)展星座圖46’內(nèi)工作時間相位點(diǎn)90一樣占據(jù)噪聲影響星座圖46”內(nèi)標(biāo)準(zhǔn)化位置。
發(fā)送相位點(diǎn)145相對相應(yīng)工作時間相位點(diǎn)90的位置偏差表示位置誤差的程度。此位置誤差降低誤碼率并對發(fā)送不利。然而，約束包絡(luò)信號流112中缺少具有顯著大于外環(huán)幅度68(圖4)的幅度的不工作時間相位點(diǎn)92對于給定帶寬與功率放大器除了補(bǔ)償發(fā)送相位點(diǎn)145的位置誤差之外還允許功率輸出的增加，這導(dǎo)致性能的凈改善。
為了使得任何決定性影響最小化而同時達(dá)到想要的目標(biāo)峰值-平均功率比和帶寬(即，使得性能最佳化)，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以以各種方式修正以上討論的實(shí)施例。例如，在一個替換的最佳實(shí)施例中，不工作時間和工作時間誤差信號流130和130’可以在被加到脈沖擴(kuò)展濾波器134和134’之前路由到各個工作時間和不工作時間相乘部分(未示出)。這樣的相乘部分互相定標(biāo)誤差脈沖132和得到的突發(fā)差錯135的幅度，以使得形成更精確配置的約束帶寬誤差信號108。
在另一個尋求性能最佳化的替換實(shí)施例中，調(diào)制信號74可被分割成多于以上討論的不工作時間和工作時間信號流86和84。在一個例子中，四個信號流可以提供在每個單元間隔64的fN，00，fN，25，fN，50，和fN，75時刻的樣本，其中N是單元間隔數(shù)。內(nèi)插器(未示出)可被使用來擴(kuò)展不工作時間和工作時間信號流86和84成四個信號流。四個信號流的每個信號流可以通過它的自己的約束包絡(luò)生成器106。正如上面討論的，通過在脈沖擴(kuò)展濾波器134的上游加上相乘部分(未示出)，四個誤差信號流130可以互相相對地被縮放。在一個實(shí)施例中，為了減小實(shí)施脈沖擴(kuò)展濾波器134所需要的硬件數(shù)量，僅使用兩個脈沖擴(kuò)展濾波器134生成四個信號流。在本實(shí)施例中，響應(yīng)于其中在四個信號流中間出現(xiàn)信號峰值的情形，施加到不工作時間和工作時間誤差信號流130和130’的相對縮放在逐個單元間隔的基礎(chǔ)上進(jìn)行動態(tài)地調(diào)整。對于上述實(shí)施例的、這些和其他改變與修正不脫離本發(fā)明的精神。
返回參見圖2，就組合電路110的生成(即，約束包絡(luò)信號流112)傳送到實(shí)質(zhì)上線性放大器146的輸入端。實(shí)質(zhì)上線性放大器146產(chǎn)生RF廣播信號26，此信號隨后通過發(fā)射機(jī)天線24進(jìn)行廣播。在此最佳實(shí)施例中，實(shí)質(zhì)上線性放大器146由數(shù)字線性化器148、數(shù)字-模擬變換器150和射頻(RF)放大電路152組成。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到實(shí)質(zhì)上線性放大器146可以在除了上述之外的多個不同的實(shí)施例之中的任何一個實(shí)施例中實(shí)現(xiàn)，并且這些不同實(shí)施例之中的任何一個實(shí)施例的利用不脫離本發(fā)明的意圖也不脫離所附權(quán)利要求書的范疇。
在實(shí)質(zhì)上線性放大器146內(nèi)，數(shù)字線性化器148將約束包絡(luò)信號流112改變?yōu)轭A(yù)失真數(shù)字信號流154。使預(yù)失真數(shù)字信號流154成為正好恰當(dāng)?shù)姆绞降姆蔷€性以補(bǔ)償在數(shù)字-模擬變換器150與RF放大電路152內(nèi)的非線性，因此線性化實(shí)質(zhì)上線性放大器146。
數(shù)字-模擬變換器150隨后將預(yù)失真數(shù)字信號流154變換為模擬基帶信號156。然后利用RF放大電路152將模擬基帶信號156放大為RF廣播信號26并通過發(fā)射機(jī)天線24發(fā)射此信號。由于約束誤差信號108與調(diào)制信號74的組合，基本上線性放大器146不需要處理像在不使用約束誤差信號108時所需要的那樣大的峰值-平均值功率比值。同時，約束誤差信號108被被配置成基本上阻止調(diào)制信號74的帶寬增加。
圖8顯示按照本發(fā)明的另一個最佳實(shí)施例配置的CDMA調(diào)制信號生成器77’的方框圖。在本發(fā)明的這個CDMA實(shí)施例中，CDMA調(diào)制信號生成器77’可以代替圖2所示的調(diào)制器77。
當(dāng)通信系統(tǒng)20(圖1)被配置成實(shí)施CDMA通信方案時，可能出現(xiàn)類似于以上描述的關(guān)系。即，不用進(jìn)一步處理，線性放大電路可能需要放大呈現(xiàn)不希望高的峰值-平均值功率比值(peak-to-averagepower ratio)特性的信號。在其中許多代碼信道被組合在一起在單個放大電路中進(jìn)行放大的典型的集線器(hub)或基站中，特別可能遇到高的峰值-平均值功率比值。
參見圖2和8，二進(jìn)制數(shù)據(jù)源32再次提供具有要被通信的數(shù)據(jù)的二進(jìn)制輸入信號流34。在本CDMA實(shí)施例中，二進(jìn)制信號流34包括要通過多個不同的CDMA代碼信道發(fā)送的數(shù)據(jù)。二進(jìn)制信號流34被提供到多路分用器(DEMUX)158，它將輸入信號流34分解為N個數(shù)量的代碼信道信號流34’，其中N表示由調(diào)制器77’提供的獨(dú)立的代碼信道的數(shù)目。N個代碼信道信號流34’分別被路由到N個卷積編碼器36’，它們生成N個編碼信號流38’。雖然未示出，在信號流程的這個點(diǎn)上可以插入交錯器。N個編碼信號流38’每個被路由發(fā)送到各個相乘級160，162和164。相乘級160允許施加調(diào)節(jié)每個代碼信道的相對增益的縮放因子，以進(jìn)行功率控制。相乘級162可以通過模2加法來實(shí)施，以及允許應(yīng)用正交函數(shù)(0F)(例如，Walsh或Hadamard碼)。相乘級164在單元碼片間隔基礎(chǔ)上加上各個偽隨機(jī)(PN)碼，以熟知的方式擴(kuò)展代碼信道。相乘級164也可以通過模2加法來實(shí)施。
在級160，162和164后，N個代碼信道在相加級166在逐個單元間隔的基礎(chǔ)上被相加在一起，形成復(fù)合信號流168。本領(lǐng)域技術(shù)人員將看到在本CDMA實(shí)施例中，以上討論的單元間隔在這里等價(jià)于碼片間隔(chip interval)。然而，在許多單元碼片間隔中，來自許多不同的代碼信道的信號就互相抵消。因此，復(fù)合信號流168將具有中等的平均功率電平。然而，在很少的情形下，就出現(xiàn)其中N個代碼信道的失真往往非常少抵消或沒有抵消地相加在一起的單元碼片間隔。在這些不常見的情形下，復(fù)合信號流168將呈現(xiàn)遠(yuǎn)超過平均電平的峰值電平。因此，復(fù)合信號流168呈現(xiàn)高的峰值-平均功率比值。
復(fù)合信號流168被路由到脈沖擴(kuò)展濾波器76，它以單元碼片間隔速率運(yùn)行。對于以上討論的實(shí)施例，脈沖擴(kuò)展濾波器76希望被實(shí)施為Nyquist類型的濾波器，因?yàn)檫@樣的濾波器通過將脈沖能量擴(kuò)展在許多單元間隔上，把得到的調(diào)制信號74約束到預(yù)定的帶寬而不過分地影響碼片間或符號間干擾而達(dá)到接近理想的條件，但這沒有要求。在本cDMA實(shí)施例中，已呈現(xiàn)高的峰值-平均功率比值的復(fù)合信號流168，以一種加重已經(jīng)高的峰值-平均功率比值的方式進(jìn)行濾波。
正如上面討論的，調(diào)制信號74包括不工作時間和工作時間信號流86和84(圖4)，它們被路由到不工作時間和工作時間約束包絡(luò)生成器106和可任選地106’，以生成如上所述的約束誤差信號108，用于與延遲的調(diào)制信號140相組合，減小不常見的峰值，而沒有很大地增加帶寬。在CDMA實(shí)施例中，任何達(dá)到的方便的門限值導(dǎo)致改變的調(diào)制信號112容易由基本上線性放大器146放大，而沒有由門限生成器118可能生成太嚴(yán)重增加的失真。
因此，在CDMA實(shí)施例中，至少部分由于脈沖擴(kuò)展濾波器的作用，調(diào)制信號74呈現(xiàn)需要的預(yù)定的帶寬。對于先前的實(shí)施例，調(diào)制信號74呈現(xiàn)不希望的高的峰值-平均功率比值。然而，在CDMA實(shí)施例中，不希望的高的峰值-平均功率比值起因于多個代碼信道的組合和脈沖擴(kuò)展濾波器的運(yùn)行。不管哪種原因，峰值在約束包絡(luò)生成器106中被識別，以及通過加上以信號形狀構(gòu)建的、呈現(xiàn)基本上與調(diào)制信號74呈現(xiàn)的相同的帶寬或更小的帶寬以及在時間和幅度上構(gòu)建的、把峰值減小到更可接受水平的突發(fā)差錯135(圖4)，而使峰值減小。
以上結(jié)合圖7討論的失真在CDMA實(shí)施例中甚至使得損害更小。由不常見的峰值減小突發(fā)差錯135引起的噪聲被擴(kuò)散在CDMA接收機(jī)電路30(圖3)中，以分布在由所有的代碼信道共享的整個寬的帶寬上。因此，對于任何單個代碼信道，約束包絡(luò)誤差信號108的噪聲保持在由所有的其他代碼信道造成的噪聲基底以下。
總之，本發(fā)明提供改進(jìn)的約束包絡(luò)發(fā)射機(jī)及其方法。約束包絡(luò)生成器被提供來生成一個信號，它在與呈現(xiàn)預(yù)定的帶寬的調(diào)制信號相組合時，減小峰值-平均功率比值，而不增加預(yù)定的帶寬。調(diào)制信號典型地呈現(xiàn)想要的帶寬、但具有不希望的大的峰值-平均功率比值。然而，它被調(diào)節(jié)成減小峰值-平均功率比值，而不增加預(yù)定的帶寬。在一個實(shí)施例中，CDMA調(diào)制器提供作為許多代碼信道的復(fù)合和呈現(xiàn)不希望的高的峰值-平均功率比值的調(diào)制信號。復(fù)合調(diào)制信號被調(diào)節(jié)成使得調(diào)節(jié)的信號可以由相對較便宜的功率放大器被忠實(shí)地放大，否則不能忠實(shí)地再現(xiàn)不希望的高的峰值-平均功率比值。
雖然已具體示出并描述了本發(fā)明的最佳實(shí)施例，但對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說顯然可以在此進(jìn)行各種修改而不脫離本發(fā)明的精神或所附權(quán)利要求書的范疇。例如，本發(fā)明可適用于許多類型的調(diào)制。而且，雖然以上討論的最佳實(shí)施例討論生成被加到數(shù)字調(diào)制信號上的約束包絡(luò)誤差信號，但本領(lǐng)域技術(shù)人員可容易地把本發(fā)明的教導(dǎo)應(yīng)用于模擬信號。這些和其他改變與修正都包括在所附權(quán)利要求書的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，包括調(diào)制信號生成器，用于生成第一調(diào)制信號，所述第一調(diào)制信號傳送待通信的數(shù)據(jù)、具有第一帶寬并具有第一峰值-平均振幅比；約束包絡(luò)生成器，用于響應(yīng)于所述第一調(diào)制信號而生成約束帶寬誤差信號；組合電路，用于組合所述約束帶寬誤差信號與所述第一調(diào)制信號，以產(chǎn)生傳送所述待通信的數(shù)據(jù)的第二調(diào)制信號，所述第二調(diào)制信號實(shí)質(zhì)上具有所述第一帶寬和第二峰值-平均振幅比，所述第二峰值-平均振幅比小于所述第一峰值-平均振幅比；線性化器，被配置為將所述第二調(diào)制信號預(yù)失真為預(yù)失真信號；和射頻放大電路，被配置為根據(jù)所述預(yù)失真信號生成射頻廣播信號。
2.如權(quán)利要求1所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述約束包絡(luò)生成器被配置，以致于所述約束帶寬誤差信號呈現(xiàn)的帶寬實(shí)質(zhì)上等于或小于所述第一帶寬。
3.如權(quán)利要求1所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述調(diào)制信號生成器是碼分多址(CDMA)調(diào)制器，以及所述第一調(diào)制信號傳送多個代碼信道的所述待通信的數(shù)據(jù)。
4.如權(quán)利要求3所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述CDMA調(diào)制器包括提供所述第一調(diào)制信號的奈奎斯特型脈沖擴(kuò)展濾波器。
5.如權(quán)利要求1所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述約束包絡(luò)生成器包括脈沖生成器，響應(yīng)于所述第一調(diào)制信號；和濾波器，具有耦合到所述脈沖生成器的輸入，并被配置為生成所述約束帶寬誤差信號。
6.如權(quán)利要求5所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述脈沖生成器被配置為在所述第一調(diào)制信號呈現(xiàn)大于門限值的幅度時生成脈沖。
7.如權(quán)利要求6所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述脈沖生成器還被進(jìn)一步配置，以致于所述脈沖呈現(xiàn)的振幅響應(yīng)于所述第一調(diào)制信號呈現(xiàn)的所述幅度比所述門限值大的一個值。
8.如權(quán)利要求1所述的約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路，其中所述線性化器是數(shù)字線性化器，并且所述發(fā)射機(jī)電路另外包括耦合在所述數(shù)字線性化器與所述射頻放大電路之間的數(shù)字-模擬變換器。
9.數(shù)字通信系統(tǒng)中用于發(fā)送約束包絡(luò)通信信號的一種方法，包括生成第一調(diào)制信號，所述第一調(diào)制信號傳送待通信的數(shù)據(jù)，并具有第一帶寬和第一峰值-平均振幅比；響應(yīng)于所述第一調(diào)制信號，生成約束帶寬誤差信號；組合所述約束帶寬誤差信號與所述第一調(diào)制信號，以產(chǎn)生傳送所述待通信的數(shù)據(jù)的第二調(diào)制信號，所述第二調(diào)制信號實(shí)質(zhì)上具有所述第一帶寬和第二峰值-平均振幅比，所述第二峰值-平均振幅比小于所述第一峰值-平均振幅比；線性化所述第二調(diào)制信號，以產(chǎn)生預(yù)失真信號；放大所述預(yù)失真信號，以生成呈現(xiàn)約束包絡(luò)的通信信號；和發(fā)送所述通信信號。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其中所述約束帶寬誤差信號呈現(xiàn)的帶寬實(shí)質(zhì)上等于或低于所述第一帶寬。
11.如權(quán)利要求9所述的方法，其中所述第一調(diào)制信號生成活動將所述第一調(diào)制信號配置為傳送多個代碼信道的所述待通信的數(shù)據(jù)的碼分多址(CDMA)信號。
全文摘要
約束包絡(luò)數(shù)字通信發(fā)射機(jī)電路(22)包括二進(jìn)制數(shù)據(jù)源(32)，該數(shù)據(jù)源提供輸入流(34)到調(diào)制器(77，77’)。調(diào)制器(77，77’)包括脈沖擴(kuò)展濾波器(76)，其將相位點(diǎn)流(50)或復(fù)合信號流(168)濾波成調(diào)制信號(74)。約束包絡(luò)生成器(106)從調(diào)制信號(74)中生成約束帶寬誤差信號(108)，以及延遲單元(138)將調(diào)制信號(74)延遲為與約束帶寬誤差信號流(108)同步的延遲的調(diào)制信號(1240)。復(fù)合求和電路(110)把延遲的調(diào)制信號(140)與約束帶寬誤差信號流(108)相加成修改的調(diào)制信號(112)，以及基本上線性放大器(146)放大修改的調(diào)制信號(112)，并將它作為射頻廣播信號(26)進(jìn)行發(fā) 射。
文檔編號H04B1/707GK1933468SQ20061010016
公開日2007年3月21日 申請日期2001年8月3日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月9日
發(fā)明者R·D·麥卡利斯特, B·A·科克蘭, B·P·巴德克 申請人:英特西爾美國公司